測(cè)量 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗

    對(duì)于給新型的在低電壓大電流條件下工作的 LSI 供電的 PDN 來(lái)說(shuō)，對(duì)它極小的阻抗進(jìn)行測(cè)量已經(jīng)變得非常重要。在此，如果我們假設(shè) Zpdn 是從負(fù)載器件一端看到的 Vdd 和接地層之間的阻抗，Delta-I 就是由負(fù)載器件的工作所引起的電流變化，在電源層面上會(huì)產(chǎn)生電壓降 Delta-V = Delta-i x Zpdn。更嚴(yán)格地講，電壓降應(yīng)該是:

     Delta-V = IFFT (FFT (delta-I) x Zpdn). [1]

     對(duì)于 MPU 之類的高性能 LSI 的應(yīng)用情況，Delta-I 可能是幾安培或幾十安培，這時(shí)電壓降 Delta-V 就不是微不足道的問(wèn)題了。因?yàn)樗鼤?huì)致信號(hào)完整性和電磁干擾 (EMI) 問(wèn)題。為了避免這些問(wèn)題的出現(xiàn)，在從 DC 到 GHz 的廣闊的頻率范圍內(nèi)，必須將電源層的阻抗 Zpdn 抑制在一個(gè)極小的值上。在低頻范圍內(nèi)尤其經(jīng)常要求 PDN 要有極小的只有毫歐級(jí)的阻抗。

     DC-DC 轉(zhuǎn)換器可在低頻范圍內(nèi)提供這個(gè)極小的阻抗。無(wú)論負(fù)載如何變化，通過(guò)反饋環(huán)路控制來(lái)調(diào)整轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，就可以得到一個(gè)極小的輸出阻抗。輸出阻抗和環(huán)路增益之間的關(guān)系為: Zclosed = Zopen/(1+GH)，其中， Zopen 為開(kāi)環(huán)輸出阻抗，Zclosed 為閉環(huán)輸出阻抗，GH 為環(huán)路增益。在環(huán)路增益較高的低頻范圍內(nèi)，閉環(huán)輸出阻抗將會(huì)非常小。

     為了測(cè)量 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗，我們可以使用低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀，直接在 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出端子上用探頭進(jìn)行測(cè)量得到閉環(huán)輸出阻抗 Zclosed。本節(jié)討論如何使用配有軟件 005 阻抗分析功能的 E5061B-3L5 LF-RF 網(wǎng)絡(luò)分析儀來(lái)測(cè)量 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗。

圖 1. PDN 中 DC-DC 轉(zhuǎn)換器輸出阻抗

     電流-電壓檢測(cè)方法

     這種方法以前用于測(cè)量 DC-DC 轉(zhuǎn)換器和開(kāi)關(guān)式電源的輸出阻抗。圖2 是這種方法的簡(jiǎn)化示意圖。用變壓器把網(wǎng)絡(luò)分析儀激勵(lì)信號(hào)源的地浮置起來(lái)，就可以用網(wǎng)絡(luò)分析儀的高阻抗接收機(jī)端口測(cè)量已經(jīng)接地的被測(cè)器件上的交流電壓和電流。端口 T 測(cè)量被測(cè)件兩端的交流電壓 Vdut，端口 R 測(cè)量 1 Ω 電阻器上的交流電壓，流過(guò)被測(cè)件的交流電流是 Idut。把兩個(gè)電壓測(cè)量結(jié)果進(jìn)行比值計(jì)算，得到的 T/R 結(jié)果直接就是被測(cè)器件的阻抗，這是因?yàn)?T/R=VT/VR=Vdut/(1 x Idut)。

      在本圖中，被測(cè)器件指 DC-DC 轉(zhuǎn)換器和與其相連的負(fù)載。

     與測(cè)量環(huán)路增益的情況類似，我們通常使用電子負(fù)載或大功率電阻器作為被測(cè)器件的負(fù)載。實(shí)際上，網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量的是 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的阻抗和負(fù)載電阻并聯(lián)在一起的阻抗，由于 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗要比負(fù)載阻抗小的多，所以測(cè)量結(jié)果主要反應(yīng)的是被測(cè)器件的阻抗。隔直流電容可以防止被測(cè)器件的直流輸出信號(hào)進(jìn)入變壓器和 1 Ω 電阻器，其阻抗 | Z |=| 1/(j * 2 * pi * f * C)| 應(yīng)足夠小，以便在低頻測(cè)量范圍內(nèi)獲得良好的信噪比。

      這種測(cè)量方法非常適用于測(cè)試輸出電壓相對(duì)較高的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器，因?yàn)閮x表的激勵(lì)信號(hào)源與被測(cè)器件的直流輸出電壓之間有很好的隔離，而且兩個(gè)測(cè)量接收機(jī)都是很可靠地通過(guò)高阻抗進(jìn)行連接。此外，由于激勵(lì)信號(hào)源被變壓器浮置了起來(lái)，在測(cè)量結(jié)果中也不會(huì)存在由測(cè)量電纜的接地環(huán)路引起的誤差。但是，由 1 Ω 電阻器附近連線的殘留阻抗引起的測(cè)量誤差很難全部消除，因此這個(gè)方法不適用于精準(zhǔn)測(cè)量毫歐級(jí)的非常小的阻抗。

圖 2. 電流-電壓檢測(cè)法

       電流-電壓檢測(cè)法的配置示例

       圖 3 是采用了電流電壓檢測(cè)方法使用 E5061B-3L5網(wǎng)絡(luò)分析儀 增益相位測(cè)試端口的配置示例。對(duì)于變壓器 T1，您可以使用與環(huán)路增益測(cè)量中使用的同一個(gè)脈沖轉(zhuǎn)換器。不過(guò)在這種測(cè)量中我們不推薦使用現(xiàn)成的專門設(shè)計(jì)用于 50 Ω 或 75 Ω 系統(tǒng)中的隔離變壓器，例如 North Hills 的 0017C 型變壓器，因?yàn)樵谶@種配置結(jié)構(gòu)中這種變壓器死活很容易產(chǎn)生一些不需要的殘留反應(yīng)。

圖 3. 電流－電壓檢測(cè)方法的配置示例

      圖 3. 電流－電壓檢測(cè)方法的配置示例使用一個(gè)隔直流電容可以防止直流電流流入變壓器的繞線組和 1 Ω 的電阻中。用一個(gè)大的電解電容足以在低頻測(cè)量頻段把激勵(lì)信號(hào)注入給被測(cè)器件。

     檢測(cè)電流用的 1 Ω 電阻器要盡量精準(zhǔn)。通過(guò)測(cè)量這個(gè)電阻自身的阻抗，您可以使用簡(jiǎn)單的運(yùn)算對(duì)測(cè)量結(jié)果進(jìn)行補(bǔ)償。例如，如果電阻器的阻抗是 0.98 Ω，您可以將測(cè)得的阻抗 Zmeas 乘以 0.98 來(lái)得出被測(cè)件的阻抗 Zdut，因?yàn)?Zmeas = VT/VR = Vdut/(Idut x 0.98) = Zdut/0.98。如果使用引線電阻器，則應(yīng)當(dāng)盡可能地縮短引線長(zhǎng)度，并將其直接焊到被測(cè)器件輸出終端，這樣可以大程度地降低電阻器與被測(cè)器件之間引線殘留阻抗和接觸阻抗導(dǎo)致的測(cè)量誤差。如果要在上測(cè)量很小的交流電壓時(shí)有良好的信噪比 的測(cè)量小，就應(yīng)該把 T 端口內(nèi)的衰減值設(shè)為 0 dB，把激勵(lì)信號(hào)源輸出功率設(shè)置為大電平，即 10 dBm。為了校準(zhǔn)測(cè)量系統(tǒng)，可以把 上的測(cè)試電纜與 R 端口的測(cè)量電纜練到相同的點(diǎn)上進(jìn)行直通響應(yīng)校準(zhǔn)。執(zhí)行直通響應(yīng)校準(zhǔn)時(shí)，應(yīng)將激勵(lì)信號(hào)源的功率降到 -5 dBm 以下，以防止測(cè)量接收機(jī)的 T 端口過(guò)載。

    并聯(lián)－直通測(cè)量法

    能夠?qū)翚W量級(jí)的微小阻抗進(jìn)行精準(zhǔn)測(cè)量的方法是并聯(lián)-直通法，并聯(lián)－直通方法在 50 Ω 以下直到非常小的阻抗范圍的阻抗都具有非常高的靈敏度，是測(cè)量 PDN 阻抗的常用方法。圖 4 是測(cè)量方法的簡(jiǎn)化示意圖。將被測(cè)器件并聯(lián)在激勵(lì)信號(hào)線和接地線之間，然后測(cè)量傳輸系數(shù) S21。然后從 S21 推導(dǎo)出被測(cè)器件的阻抗，S21 表示由非常小的并聯(lián)阻抗導(dǎo)致的很大的衰減。被測(cè)器件的阻抗 Zdut 和 S21 之間的關(guān)系為: Zdut = 25 x S21/(1-S21)。

     測(cè)試電纜接地環(huán)路導(dǎo)致的測(cè)量誤差 [1] [2] [3]

     在低頻測(cè)量范圍內(nèi)，使用傳統(tǒng)上接地接收機(jī)的低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀很難測(cè)量出毫歐級(jí)并聯(lián)阻抗，因?yàn)榧?lì)信號(hào)源和接收機(jī)之間的測(cè)試電纜接地環(huán)路會(huì)導(dǎo)致測(cè)量誤差。

     現(xiàn)在假設(shè)被測(cè)器件的阻抗 Zdut 接近于 0 Ω，在圖 5 的方框圖中，電壓 Vo 幾乎為 0，儀表測(cè)量接收機(jī)測(cè)得的電壓 VT 也應(yīng)接近為 0。但是，如虛線所示，由于激勵(lì)源電流會(huì)流入 VT 接收機(jī)一側(cè)測(cè)量電纜的金屬外屏蔽層，這個(gè)電流在電纜屏蔽電阻器 RC2 上產(chǎn)生的電壓下降是 VC2，這樣實(shí)際測(cè)得的電壓 VT 應(yīng)等于 VC2，這比我們真正要測(cè)量的電壓 Vo 高，這是不正確的測(cè)量結(jié)果。因此，即便當(dāng)被測(cè)器件的阻抗 Zdut 是 0 的時(shí)候，測(cè)量的動(dòng)態(tài)范圍也會(huì)下降，實(shí)際測(cè)量的阻抗也不會(huì)比 RC2 小。根據(jù)電纜屏蔽層與連接頭擠鍛質(zhì)量的好壞、電纜屏蔽的厚度、電纜的長(zhǎng)度等情況，的范圍通常在 10 毫歐到幾十毫歐之間。

     通常，測(cè)量電纜接地環(huán)路誤差的問(wèn)題會(huì)在 100 kHz 以下的低頻測(cè)量范圍內(nèi)出現(xiàn)，而這個(gè)范圍正是測(cè)量 DC-DC 轉(zhuǎn)換器阻抗以及部分大容量旁路電容阻抗的重要頻率范圍。同樣的問(wèn)題不會(huì)出現(xiàn)在較高頻率范圍內(nèi)，原因在于流至 VT 接收機(jī)一側(cè)測(cè)量電纜屏蔽層的電流會(huì)受到屏蔽層自身電抗 (X=2 * pi * f * L) 的抑制，測(cè)量頻率越高該電抗的值也會(huì)越高。

圖 4. 并聯(lián)-直通測(cè)量方法

圖 5. 測(cè)試電纜接地環(huán)路導(dǎo)致的測(cè)量誤差

     減少測(cè)量誤差傳統(tǒng)解決方案－1

    有幾種使用外部器件可以大程度地減少測(cè)量誤差的技術(shù)。其中為傳統(tǒng)的方法是把激勵(lì)源一側(cè)或測(cè)量接收機(jī)一側(cè)，或兩側(cè)的同軸測(cè)量電纜繞在電感量很大的磁環(huán)上，圖 6 和 7 表示出了這種方法的等效電路。磁環(huán)的阻抗只會(huì)抑制流過(guò)測(cè)量電纜中心導(dǎo)體或流過(guò)測(cè)量電纜外屏蔽層的交流電流，而不會(huì)抑制流過(guò)測(cè)量電纜的中心導(dǎo)體后再通過(guò)測(cè)量電纜的外屏蔽層返回的交流電流。當(dāng)磁環(huán)用到 VT 接收機(jī)一側(cè)的電纜上時(shí)，如圖 6 所示，因?yàn)榱鬟^(guò)測(cè)量電纜屏蔽層電阻 RC2 的電流會(huì)受到自感 | Z |=2 * pi * f * L2 的抑制，因而更多的電流會(huì)通過(guò)激勵(lì)源一側(cè)的測(cè)量電纜的屏蔽層路徑返回到激勵(lì)源一側(cè)。同樣，當(dāng)把磁環(huán)用到激勵(lì)源一側(cè)的電纜上時(shí)，如圖7 所示，更多電流也還會(huì)返回到激勵(lì)源一側(cè)的測(cè)量電纜的屏蔽層路徑上，這是因?yàn)楦嚯娏鞣祷氐郊?lì)源屏蔽層的路徑上而不是 VT 接收機(jī)一側(cè)電纜的屏蔽層路徑會(huì)使由 RC1、RC2 和 L1' (正向電流和反向電流產(chǎn)生的磁場(chǎng)所導(dǎo)致的電感) 組成的總阻抗會(huì)變得更小。

     為了在很低的測(cè)量頻率范圍上把流至 VT 接收機(jī)端測(cè)量電纜屏蔽層的電流限制掉，需要在同軸測(cè)量電纜上多穿幾個(gè)高磁導(dǎo)率的磁環(huán)，或把同軸測(cè)量電纜在高磁導(dǎo)率的大磁環(huán)上多繞幾周，這樣可以盡可能提高電纜屏蔽層的阻抗。然而，在實(shí)際應(yīng)用中很難找到非常合適的磁環(huán)來(lái)消除極低頻范圍內(nèi)的測(cè)量誤差。

圖 6. 在接收機(jī)一側(cè)的測(cè)量電纜上使用磁環(huán)的解決方案

圖 7. 在激勵(lì)源一次的測(cè)量電纜上使用磁環(huán)的解決方案

     減少測(cè)量誤差傳統(tǒng)解決方案－2

     另一種減小測(cè)量電纜環(huán)路誤差的方法是把激勵(lì)源或測(cè)量接收機(jī)的接地環(huán)路浮置起來(lái)，把激勵(lì)源和測(cè)量接收機(jī)的接地環(huán)路斷開(kāi)。通過(guò)使用隔離變壓器或差分探頭即可達(dá)到這個(gè)目的。圖 8 是在激勵(lì)源一側(cè)連接了隔離變壓器的方框圖。為了防止直流電流流入變壓器，在被測(cè)器件和隔離變壓器之間必須連接一個(gè)隔直流電容。您可以使用現(xiàn)成的寬帶 50 Ω 寬帶隔離變壓器，例如 North Hills 公司生產(chǎn)的 0017C 隔離變壓器。這個(gè)隔離變壓器還可以用在環(huán)路增益的測(cè)量中，給被測(cè)器件注入測(cè)量激勵(lì)信號(hào)。

     在斷開(kāi)激勵(lì)源與測(cè)量接收機(jī)之間的測(cè)試電纜接地環(huán)路方面，使用隔離變壓器比使用磁環(huán)更有效。但是，使用隔離變壓器的潛在副作用是在高頻測(cè)量范圍內(nèi)可能會(huì)產(chǎn)生一個(gè)較小的剩余響應(yīng)，這個(gè)響應(yīng)有多大取決于變壓器的特性。如果被測(cè)器件的環(huán)路帶寬很寬并且在高頻范圍內(nèi)顯示出非常小的阻抗時(shí)，這個(gè)由隔離變壓器引起的剩余響應(yīng)的影響將無(wú)法被忽視。

圖 8. 使用隔離變壓器的解決方案

       E5061B-3L5網(wǎng)絡(luò)分析儀采用的解決方案

       E5061B-3L5 的增益相位測(cè)試端口 (測(cè)量頻率范圍從 5 Hz 至 30 MHz) 具有特別的硬件體系結(jié)構(gòu)，能夠消除激勵(lì)源至測(cè)量接收機(jī)測(cè)試電纜接地環(huán)路引起的測(cè)量誤差。圖 9 給出了使用 E5061B-3L5 增益相位測(cè)試端口執(zhí)行這種應(yīng)用時(shí)的簡(jiǎn)化方框圖。測(cè)量接收機(jī)由阻抗 | Zg | 半浮置，該阻抗在 100 kHz 以下的低頻范圍內(nèi)大約是 30 Ω。與使用磁環(huán)的方法類似，我們可以直觀地看到阻抗 | Zg | 阻止了屏蔽電流。或者如圖所示，假設(shè)被測(cè)器件接地端的電壓擺動(dòng)是 Va，由于 RC2 要比接收機(jī)輸入阻抗 50 Ω 小得多，因此可通過(guò)以下公式近似得出 VT 的值 [4]:

      由于 Rc << | Zg |，因此上述公式中的一項(xiàng)可以被忽略，VT 幾乎等于我們真正需要測(cè)量的 Vo。通過(guò)大程度地降低 RC2 的影響，我們能夠正確測(cè)量出被測(cè)器件的阻抗。無(wú)需使用外部磁環(huán)或隔離變壓器， E5061B-3L5 的增益相位測(cè)試端口支持您輕松測(cè)量出 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的毫歐量級(jí)的輸出阻抗。

      另一方面，與其他現(xiàn)有低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀一樣，E5061B-3L5網(wǎng)絡(luò)分析儀 的 S 參數(shù)測(cè)試端口 (測(cè)量頻率從 5 Hz 至 3 GHz) 的測(cè)量接收機(jī)都是采用網(wǎng)絡(luò)分析儀標(biāo)準(zhǔn)的接地結(jié)構(gòu)。如果您想使用 S 參數(shù)測(cè)試端口測(cè)量毫歐級(jí) DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗 (例如，在從低頻到超過(guò) 30 MHz 的一次掃描范圍內(nèi)測(cè)量 PDN 阻抗時(shí))，必須將磁環(huán)連接至測(cè)試電纜。

圖 9. 使用 E5061B-3L5 增益相位測(cè)試端口的解決方案

     對(duì)短路器件進(jìn)行測(cè)量的實(shí)驗(yàn)

     下面通過(guò)一個(gè)簡(jiǎn)單的測(cè)量來(lái)看看由激勵(lì)源至測(cè)量接收機(jī)的測(cè)試電纜接地環(huán)路導(dǎo)致的測(cè)量誤差以及 E5061B 增益相位測(cè)試端口的有效性。如圖 10 所示，在這個(gè)測(cè)量中，被測(cè)器件是一個(gè)并聯(lián)短路 (shunt-short) 器件，它實(shí)際上是一根以并聯(lián)連接的方式焊接到 SMA 接頭上的短線。這個(gè)短路器件通過(guò) 60 厘米長(zhǎng)的 BNC 電纜和 SMA-BNC 適配器與儀表相連。圖 11 和 12 分別是用 4395A 以及 E5061B-3L5 的 S 參數(shù)測(cè)試端口，在不使用磁環(huán)或隔離變壓器情況下獲得的 S21 (衰減值) 測(cè)量結(jié)果。如圖所示，這兩個(gè)儀表在低頻范圍內(nèi)的衰減測(cè)量軌跡都高于被測(cè)件的真實(shí)值，這是不正確的。這些測(cè)量誤差是由圖 5 中所示的激勵(lì)源和接收機(jī)間測(cè)試電纜的接地環(huán)路引起的。

圖 10. 被測(cè)試的器件

圖 11. 使用 4395A 測(cè)得的 S21 測(cè)量結(jié)果 (不使用磁環(huán)或隔離變壓器)

圖 12. 使用E5061B-3L5網(wǎng)絡(luò)分析儀 S 參數(shù)測(cè)試端口測(cè)得的 S21 測(cè)量結(jié)果 (不使用磁環(huán)或隔離變壓器)

圖 13. 使用 E5061B-3L5 S 參數(shù)測(cè)試端口測(cè)得的 S21 和 | Z | 測(cè)量結(jié)果

    (a) 不使用磁環(huán)

    (b) 在測(cè)試電纜上使用夾持型磁環(huán)。

    (c) 在測(cè)試電纜上使用大磁環(huán)。

    (d) 測(cè)試電纜在大磁環(huán)上纏繞 3 圈。

     圖 13 是在使用磁環(huán)的情況下使用 E5061B- 3L5 S 參數(shù)測(cè)試端口對(duì)同一個(gè)被測(cè)器件進(jìn)行測(cè)量得到的結(jié)果。所有測(cè)量跡線都存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器跡線中。通道 1 測(cè)量的是 S21 的軌跡，通道 2 測(cè)量的是 | Z | 的軌跡，(如圖所示，| Z | 的軌跡是用 E5061B 的并聯(lián)直通阻抗變換函數(shù)計(jì)算之后繪制出來(lái)的)。

     跡線 (a) 是不使用磁環(huán)的測(cè)量結(jié)果。跡線 (b) 是在激勵(lì)源一側(cè)的同軸測(cè)試電纜上使用了夾持型磁環(huán) (常用于抑制接口電纜的噪聲) 的測(cè)量結(jié)果。可以看到，跡線 (b) 的測(cè)量結(jié)果略有改進(jìn)，但在低頻測(cè)量范圍內(nèi)測(cè)量毫歐阻抗時(shí)，這種改進(jìn)量是不夠的，原因是這種類型的小磁環(huán)生成的阻抗實(shí)在太小。跡線 (c) 是在激勵(lì)源一側(cè)的同軸測(cè)試電纜上使用了高磁導(dǎo)率 (Metglas Finemet F7555G，Φ79 mm， Welcome to Metglas - Home of the Metglas Brazing Foil) 大磁環(huán)的測(cè)量結(jié)果。在低頻范圍的測(cè)量結(jié)果有明顯的改進(jìn)。跡線 (d) 是把測(cè)試電纜在同一側(cè)磁環(huán)上纏繞 3 圈 (以大幅增加磁環(huán)生成的阻抗) 后獲得的測(cè)量結(jié)果。現(xiàn)在，我們可以在大約 100 Hz 以下的頻率范圍內(nèi)獲得正確的測(cè)量結(jié)果。

     另一方面，圖 14 給出了使用 E5061B-3L5 增益相位測(cè)試端口 (不使用磁環(huán)或隔離變壓器) 獲得的測(cè)量結(jié)果。如圖所示，即使不使用磁環(huán)或變壓器，E5061B-3L5 的增益相位測(cè)量端口也可以在低頻范圍內(nèi)獲得正確的測(cè)量結(jié)果。

圖 14. 使用 E5061B-3L5 增益相位測(cè)試端口測(cè)得的 S21 和 | Z | 測(cè)量結(jié)果

     不使用磁環(huán)或隔離變壓器

     激勵(lì)源功率 = 10 dBm (直通校準(zhǔn)時(shí)為 -5 dBm)

     T 端口: ATT = 0 dB, Zin = 50 Ω,

     R 端口: ATT = 20 dB, Zin = 50 Ω

     并聯(lián)－直通方法的配置示例

     圖 15 是采用并聯(lián)-直通方法進(jìn)行測(cè)量的配置示例。測(cè)量接收機(jī)的端口的輸入阻抗設(shè)置為 50 Ω。用圖 15 所示的配置方式，不用外接隔直流電容器就可以測(cè)量輸出電壓在 5 Vdc 以下的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的參數(shù)。注意，在這種情況下，分析儀的 50 Ω 端口和功率分離器將會(huì)與被測(cè)器件產(chǎn)生直流耦合，并與負(fù)載器件并聯(lián)。不過(guò)，如果負(fù)載電流不是很大的話，會(huì)影響到被測(cè)器件的負(fù)載條件。端口 T 衰減值設(shè)置為 0 dB，激勵(lì)源功率設(shè)置到大值，測(cè)量靈敏度可以提高。當(dāng)被測(cè)器件的阻抗遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于激勵(lì)源的輸出阻抗，過(guò)量的信號(hào)也不會(huì)作用到被測(cè)器件。如果端口 T 衰減值設(shè)置為 0 dB，當(dāng)執(zhí)行直通響應(yīng)校準(zhǔn)以防止其過(guò)載時(shí)，激勵(lì)源功率會(huì)降低。

     在儀表的增益相位測(cè)試端口的輸入阻抗設(shè)置為 50 Ω 時(shí)，如果施加到該端口上的直流信號(hào)的電壓比較高，超過(guò)了 5 Vdc，儀表的過(guò)載保護(hù)功能會(huì)啟動(dòng)，E5061B 的測(cè)量端口的功能將關(guān)閉。通過(guò)外接的隔直流電容器，您可以測(cè)量輸出電壓高達(dá) 10 Vdc 的轉(zhuǎn)換器。然而，被測(cè)器件輸出電壓作用于隔直流電容器應(yīng)該可以逐漸避免過(guò)量的瞬時(shí)輸出。如果這樣做很困難，那么就有必要從其他方面來(lái)避免瞬時(shí)輸出。例如，當(dāng)施加電壓時(shí)，暫時(shí)將接收機(jī)設(shè)置為 1 MΩ，并用大功率電阻器 (例如 100 Ω 或 1 kΩ) 將電容器的低壓端子 (分析儀一端) 接地，以使瞬態(tài)電流流入大地。當(dāng)此端子的電壓變得足夠低時(shí) (取決于 RC 時(shí)間常數(shù)，這一過(guò)程可能需要幾秒鐘)，將接收機(jī)設(shè)置為 50 Ω，然后斷開(kāi)電阻器的連接并執(zhí)行測(cè)量。測(cè)量結(jié)束后，應(yīng)將接收機(jī)重新設(shè)置為 1 MΩ，同時(shí)用電阻器將電容器的低壓端子和高壓端子接地，以便給直流模塊放電。

      如果您采用并聯(lián)－直通方法，且使用 1 MΩ 輸入而不是 50 Ω ，那么可以忽略 T 端口上的直流模塊。

測(cè)量高壓轉(zhuǎn)換器的其他方法還包括電流－電壓檢測(cè)方法，或使用 Picotest J2111A 電流注入器的類似方法。這些方法雖然在測(cè)量精度上稍遜于并聯(lián)－直通方法，但對(duì)于高壓轉(zhuǎn)換器 (高達(dá) 40 Vdc) 來(lái)說(shuō)更適合。

圖 15. 并聯(lián)－直通測(cè)量方法配置示例

     為了精準(zhǔn)地對(duì)毫歐級(jí)的極小電阻進(jìn)行測(cè)量，確保在測(cè)量的過(guò)程中探頭的接觸電阻非常小，測(cè)量終端應(yīng)通過(guò) 2 端口探頭 [1] [2] 接觸被測(cè)件。實(shí)際上我們建議您將

      測(cè)量終端焊接到被測(cè)器件上。如果將兩個(gè)測(cè)量終端合在一起，并通過(guò)單端探測(cè)方式來(lái)接觸被測(cè)器件，這時(shí)要保證測(cè)量端口的引線應(yīng)盡可能短，因?yàn)槠錃堄嘧杩箤⒅苯佑绊懞翚W阻抗的測(cè)量精度。

     圖 16 是使用 2 端口探測(cè)法的示例。圖中，兩個(gè)自制探頭連接到測(cè)試電纜的末端，探頭與被測(cè)件的輸出終端接觸。自制探頭可以使用 SMA 接頭 (剪掉其三個(gè)接地引腳，然后使用剩下的接地引腳和中央引腳進(jìn)行探測(cè)) 或 SMA 半剛性電纜 (把電纜剪短，剝出中間導(dǎo)體，然后在外部導(dǎo)體上焊一個(gè)短引腳) 來(lái)制作探頭。

      當(dāng)做直通響應(yīng)校準(zhǔn)的時(shí)候，要使直通件的電長(zhǎng)度與兩個(gè)探頭的電長(zhǎng)度大致相等。

圖 16. 并聯(lián)－直通方法的探測(cè)示例

     DC-DC 轉(zhuǎn)換器輸出阻抗的測(cè)量示例

     圖 17 和 18 是用并聯(lián)－直通方法和 E5061B 增益相位測(cè)試端口測(cè)量 5 V 至 3.3 V DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗的測(cè)量示例。被測(cè)器件是上一章講環(huán)路增益測(cè)量示例中使用的同一個(gè)轉(zhuǎn)換器，測(cè)量頻率范圍為 10 Hz 至 10 MHz。IFBW 設(shè)置為 Auto /大 10 Hz，端口 T 衰減器設(shè)置為 0 dB。在測(cè)量過(guò)程中，激勵(lì)源的功率設(shè)置為 10 dBm；在做直通響應(yīng)校準(zhǔn)時(shí)，激勵(lì)源的功率設(shè)置為 -5 dBm。

     注意: 在給轉(zhuǎn)換器加電或斷電的時(shí)候，我們建議把 T 端口的衰減器的衰減值臨時(shí)從 0 dB 改為 20 dB，這樣可以避免轉(zhuǎn)換器的瞬間輸出電壓個(gè)測(cè)量接收機(jī)造成過(guò)載。如果儀表由于遇到了瞬間的高電壓而進(jìn)入了過(guò)載保護(hù)模式，進(jìn)行恢復(fù)的方法是: 按儀表面板上的 [System] 按鍵，選擇 "Overload Recovery" 和 "Clear Overload Protection" 按鍵。

      | Z | 跡線是使用 E5061B-005 的阻抗分析功能 (增益相位并聯(lián)－直通法) 繪制而成的。圖 17 中左邊的軌跡是在轉(zhuǎn)換器和電子負(fù)載關(guān)閉的情況下表示的 | Z | 的測(cè)量結(jié)果。

      如圖所示，轉(zhuǎn)換器在斷電狀態(tài)下的輸出阻抗指示的是轉(zhuǎn)換器的輸出電容器的自諧振阻抗響應(yīng)。右邊的軌跡是在 0.3 A 負(fù)載條件下測(cè)量到的 | Z | 的軌跡。如圖所示，通過(guò)轉(zhuǎn)換器的反饋回路的作用，在低頻范圍內(nèi) | Z | 值被限制在 2 mΩ 以下。由于增益相位測(cè)試端口特別的接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)，E5061B 能夠正確測(cè)量毫歐級(jí)的小阻抗，甚至在 10 Hz 以下的測(cè)量頻率，測(cè)量結(jié)果也不會(huì)受到激勵(lì)源和接收機(jī)之間測(cè)試電纜接地環(huán)路的影響。

     圖 18 顯示了 1 A 和 2 A 負(fù)載條件下測(cè)量得到的 | Z | 的軌跡。如圖所示，在低頻范圍內(nèi)，被測(cè)器件的阻抗要高于 0.3 A 負(fù)載條件下的阻抗。通常，測(cè)量各種負(fù)載條件下的輸出阻抗是很有必要的，這可以讓我們知道被測(cè)器件的輸出阻抗是否能夠保持在我們所希望的目標(biāo)之內(nèi)，以及當(dāng)負(fù)載條件變化時(shí)，阻抗的變化是否是足夠小。

    另一重要的事情是要確保輸出阻抗的跡線不會(huì)出現(xiàn)大的正向峰值，因?yàn)槟菢訒?huì)造成所有負(fù)載條件下的瞬態(tài)噪聲。

圖 17. 直流－直流轉(zhuǎn)換器輸出阻抗測(cè)量

     斷電狀態(tài)和 0.3 A 負(fù)載條件下，

     起始頻率 = 10 Hz，終止頻率 = 10 MHz

     激勵(lì)源功率 = 10 dBm (直通校準(zhǔn)時(shí)為 -5 dBm)

     T 端口: ATT = 0 dB，Zin = 50 Ω，

     R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 50 Ω

圖 18. 直流－直流轉(zhuǎn)換器輸出阻抗測(cè)量

    1 A 和 2 A 負(fù)載條件下，

    起始頻率 = 10 Hz，終止頻率 = 10 MHz

    激勵(lì)源功率 = 10 dBm (直通校準(zhǔn)時(shí)為 -5 dBm)

    T 端口: ATT = 0 dB，Zin = 50 Ω，

    R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 50 Ω

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